Для ноутбука своими руками преобразователь напряжения

Автор: Андрей Фролов
Опубликовано 25.08.2010

Приветствую всех читателей и собственно Кота! Хочу поделиться с участниками конкурса (и не только с ними) своими поисками оптимального, на взгляд автора, варианта изготовления преобразователя для ноутбука (или другой мобильной аппаратуры) позволяющего питать его от бортовой сети автомобиля, так как мир становится всё мобильнее, и многие желают брать свои девайсы в дорогу. А, как известно, за всё надо платить, то почему бы ни стать теми, кому это будут делать?
Цели были поставлены такие:
1. В первую очередь автор ставил перед собой коммерческий интерес этого проекта, поэтому себестои-мость должна была стремиться к нулю.
2. Простая схемная и практическая реализация (100% повторяемость).
3. Малые габариты, малый нагрев (никаких торчащих вверх радиаторов и принудительного охлаждения), низкопрофильность (последнее обусловлено наличием у автора корпусов от БП принтеров, сканеров:).
4. Преобразователь должен подходить для ВСЕХ НОУТБУКОВ (при необходимости мог на определённое время выдавать мощность не менее 120 Вт, характерную для начала заряда батарей мощных ноутбуков).

Свои поиски начал с Интернета и вот что он мне родил:
1. Схема неизвестного автора.

Собрав эту схему и подтвердив свои предположения, что выходной драйвер UC3843 на частоте комму-тации в 150 кГц (данная частота соответствует указанным номиналам R2,C2) даёт такие завалы фронтов управляющих импульсов на затворе VT1, что это приводит к недопустимому (по мнению автора) нагреву ключа за счет динамических потерь во время коммутации. Добавив внешний драйвер на дискретных эле-ментах ситуация поправилась но поставленным целям результат всё же не удовлетворял. Из неё при нор-мальной температуре (не выше 60 градусов) больше чем 3,5А не выжать. Да и потери в токоизмерительном резисторе достаточно велики, что придаёт ему не только габариты, но и нагрев, а в закрытом корпусе это будет решать многое. Нельзя не сказать и о плюсах данного схемного решения. Высокая частота коммута-ции автоматически уменьшает значения входных и выходных конденсаторов, хотя в тоже время предъявля-ет высокие требования к их качеству (низкое Эквивалентное Последовательное Сопротивление), да и зна-чение индуктивности относительно не велико, что позволяет уменьшить её габариты при хорошем железе.
2. Схема от автора Michael Schon.

Всё бы ничего (кроме заявленного в КПД 96%, хотя ни в одной справочной литературе по проектированию и практической реализации данных преобразователей автор не нашёл таких возможных данных, а везде была указана планка в 89% с чем я абсолютно согласен), но эта схема и особенно её практическая реализация не соответствовала ни одному требованию. Поэтому автор собирать и экспериментировать с ней не стал. Может за границей можно и всё купить или даже заказать, но где это набраться столько конденсаторов, да и габарит дросселя с радиаторами не удовлетворяли.

Было решено делать самому и из того, что есть! А так как автор по совместительству занимается ремонтом компьютеров, то делать из чего — было. Основным направлением построения схемы стало увеличение рабочей частоты входного и выходного фильтра с целью уменьшения их ёмкости и габаритов соответственно, а так же распределение нагрузки а, следовательно, и тепловых потерь, за счет введения второго силового канала. К такой схематехнике подтолкнуло изучение многофазного формирования питания процессоров на материнских платах. Откуда в принципе и были взяты все необходимые детали. Только в качестве ШИМ-контроллера была выбрана изъезженная TL494 (стоит практически в каждом БП для ПК старше 2-3х лет) а, не 4х-фазная SC2643VX c материнской платы. Практически все необходимые компоненты были взяты с материнской платы фирмы EPOX (таких у автора стопка под потолок). Ну и вот что получилось:

Обвязка TL494 практически идентична стандартной обвязке в БП для ПК за исключением того, что осциллятор имеет рабочую частоту около 290кГц (к сожалению, в документации на микросхему указана планка в 300 кГц). Хочется заметить что цепочка плавного пуска (R12,C7) в любом повышающем преобразователе имеющем такую схематехнику просто обязательна, так как преобразователь, работающий в непрерывном режиме тока дросселя (кода запасённая энергия в дросселе сохраняется до следующего такта заряда) имеет медленную переходную характеристику, то вероятность перенапряжения оказывается очень большой. А плавный пуск исключает перенапряжения на T1 и T2, хотя и остаётся вероятность перенапряжения в результате сброса нагрузки, но это беда всех преобразователей такого плана. К счастью этот преобразователь может войти в такой режим только при коэффициенте заполнения от 50% и выше, но это ограниченно самой микросхемой, так что волноваться незачем, но перестраховаться не помешает. Что касается измерения и ограничения тока, то для измерения был использован кусок проволочного шунта от старой Цешки длинной около 10-15мм (10-12 мОм). Верхний по схеме усилитель, входящий в состав IC1, осуществляет токоограничение, а вариацией резисторов R3, R4 можно установить необходимый уровень. Хочется заметить, что в любом гальванически не развязанном повышающем преобразователе, понятие токоограничение, довольно относительное, ведь при коротком замыкании в нагрузке ток с помощью ШИМ-контроллера не ограничить — ведь даже при закрытых ключах T1 и T2 ток КЗ потечёт через диоды D1 и D2, а «уровень токоограничения» подразумевает, что схема будет ограничивать ток через дросселя и ключи и как следствие при непомерной нагрузке просто будет падать выходное напряжение преобразователя. Поэтому предохранитель F1 просто обязателен на экстренные случаи.
В преобразователе использованы специализированные микросхемы SC1211 представляющие собой драйвера для понижающего преобразователя с функцией синхронного выпрямления (для тех, у кого не найдётся материнской платы с ними, то можно использовать и другие подходящие такие как RT9601, RT9602 и многие другие которые, кстати, есть и на видеокартах, с соответствующей коррекцией схемы, но ниже будет схема драйвера и на дискретных элементах). Была задумка и в этом устройстве реализовать синхронное выпрямление, но так как SC1211 драйвер для понижающего преобразователя, то в нем не реализовано запирание верхнего синхронного ключа в функции направления тока дросселя, а наоборот реализовано для нижнего (понятие «верхний» и «нижний» автор использует с учётом того, что вместо D1 и D2 стоят МОП-транзисторы и с ключами T1 и T2 они образуют полумосты). А без этой функции драйвера в режиме прерывистого тока дросселя обязательно наступит момент, когда запасённая энергия в дросселе закончится и наступит время работы выходного конденсатора, только этот этап не будет отслежен, и ток из конденсатора потечёт не только в нагрузку, но и в шину +12В через синхронный выпрямительный ключ и дроссель. Это и есть нежелательный режим. Поэтому этот проект пока в разработках, да и его применение на малых мощностях экономически не обосновано.
Что касается обвязки SC1211 то номиналы R5 и R6 увеличивать не рекомендую, так как при значении в 10кОм сигнал на входе переключения СО(4)-SC1211 имеет пилообразную форму (за счёт ёмкости входа), что приводит к задержке заднего фронта выключающего ключ и как следствие вводит дополнительный ноль в передаточную характеристику контура регулирования, а из-за этого может возникнуть нестабильность и возбуждение системы. Ёмкости С8 и С9 должны быть достаточными для того чтобы их хватило для гарантированного заряда ёмкости затворов ключей в противном случае вся работа ляжет на внутренний источник стабилизированного напряжения SC1211 с последующим его перегревом (во время наладочных работ случайно отвалившийся конденсатор привел к моментальному образованию дыры в SC1211).

Детали.
Как я уже говорил, практически все необходимые детали были взяты с материнских плат. Прилагаю фото донора (материнская плата фирмы Elitegroup модель K7S5A, хотя автор предпочитает использовать платы с драйверами SC1211, просто предполагает, что желающим собрать преобразователь достать такие платы может и не удастся):

Зелёной стрелкой на фото №5 указаны нужные «органы». Данный экземпляр имеет на борту и кольцевые дросселя, ключи, диоды Шотки и входные конденсаторы с хорошим ЭПС (ВНИМАНИЕ! На K7S5A напряжение входного конденсатора в зависимости от версии платы может быть 6,3В), и даже TL494, а зелёными овалами на фото №6 отмечены планарные полевые транзисторы (маркировка на корпусе sSG25 или 702, это всё 2N7002 от разных производителей) для использования в дискретном драйвере. Таких на любой «мамке» валом только присмотреться. Кстати в районе звукового чипа (обычно маркируются ALC668: в зависимости от установленного) есть и стабилизатор 78L05 который можно использовать для формирования питания затворов силовых ключей. Поднять уровень можно с помощью двух диодных сборок с маркировкой A7W до уровня 7-8В, так как во многих источниках указано напряжение 8,5В, как оптимальное для затворов низкоуровневых ключей с точки зрения уменьшения динамических потерь. На схеме этот узел в красном пунктире, его можно реализовать и обычным параметрическим стабилизатором. Делать его выше 8В не рекомендую, так как будет маловата разница между +11В на входе (при наихудшем варианте «аккумулятор разряжен») и +8В, а этот уровень будет использоваться для управления верхним ключом полумоста драйвера.
Хотелось бы немного остановиться на изготовлении параллельных повышающих дросселей L2 и L3. На материнских платах есть кольцевые, и штыревые в противозвенящем кожухе (квадратные). Предпочтительнее кольцевые, так как процесс изготовления будет проще. Необходимо имеющуюся проволоку смотать, и намотать, две проволочены в параллель (больше двух у меня не помещалось) диаметром 0,6мм каждая, около 18-20 витков (это бывает непросто ведь окно небольшое). В процессе работы дросселя греются, но не само железо, а проволока, что говорит о нехватке поперечного сечения проводника и о приличном влиянии скин-эффекта но, это, к сожалению, цена за низкопрофильность, кстати, это одна из причин по которой было принято решение об использовании двух параллельно работающих катушках. Повторяемость катушек 100% так как все они стояли в одном месте и тоже работали в параллель. Да и поиски сердечника удовлетворяющего требованиям ничего не принесли ведь большинство доступного работало в диапазоне 60-100кГц, а на материнской плате каждый из сердечников работал приблизительно на частоте коммутации в 300кГц и с коэффициентом заполнения не более 20% что говорит о его хороших магнитных свойствах.
Режим работы преобразователя смешенный. Каждый канал по отдельности работает в режиме прерывистого тока, что обеспечивает быструю переходную характеристику и уменьшение потерь во время коммутации на ключе, так как он закрываясь не разрывает ток своего дросселя который течёт в нагрузку (к тому времени работает уже другой канал и диод этого канала смещён в обратном направлении). А работая вместе на одну нагрузку два канала обеспечивают непрерывный ток в нагрузке за счёт своих токов дросселей, практически не прибегая к помощи конденсатора на выходе. Выходной конденсатор существенно работает только при малом коэффициенте заполнения, когда есть провалы между токами дросселей. Хочется отметить, что расчёты индуктивности проводились как для одноканального преобразователя работающего в режиме прерывистого тока дросселя, а расчёты выходной ёмкости проводились как для одноканального преобразователя с удвоенной частотой и непрерывным током дросселя. Испытания показали, что двухканальная схема впитала в себя преимущества двух режимов. А именно: режим прерывистого тока дросселя каждого из каналов даёт быструю переходную характеристику и малые потери на ключе, а так как токи двух дросселей налагаются друг на друга, то в результате на выходе получается непрерывный ток обоих дросселей удвоенной частоты и выходной конденсатор требуется очень маленький (по расчётам около 50мкФ на 100мВ пульсаций на выходе). Но автор решил не скупиться, поэтому выходного конденсатора в 100-470мкФ с ЭПС не более 0,3 Ом будет предостаточно, тем более габарит будет небольшой (ЭПС можно немного уменьшить запаралелив его керамическим или полимерным конденсатором).
Что касается ключей Т1 и Т2, то это N-канальные UltraFEET c очень низким Rdson (сопротивлением открытого канала) и они всё от туда же, и их типовые параметры 30V напряжение сток-исток и 50-80А пиковый ток. Будьте осторожны на некоторых платах есть экземпляры на 20В, что будет чревато: В качестве их замены предлагаю IRFL44 (выбор обусловлен ценой и доступностью).
Дроссель L1, C18 и С19 являются опциональным заградительным фильтром от ВЧ помех в бортовую сеть автомобиля и при бюджетности конструкции их можно не устанавливать.
Устройство можно дополнить цепями сигнализации наличия выхода +19В и предупреждения о том, что аккумулятор садится. Вот мои варианты:
Возможно, потребуется подбирать напряжение стабилитрона ZD6 под уровень зажигания красного светодиода, в зависимости от вашего предпочтения о предупреждении. Со светодиодом, у которого прямое падение около двух вольт, и стабилитроном на 6В порог находится около 11В на аккумуляторе (так как выход стабилизирован).

В схеме с драйверами на дискретных элементах использована классическая парафазная схема на полевых ключах (можно использовать любые современные N-канальные транзисторы малой мощности). Автор намеренно не использовал драйвер на N и Р-канальных ключах, так как Р-канальных на мамках не очень много, да и не основные носители не внушают доверия.
А вот и схема с драйверами на дискретных элементах:

Сборка и наладка
1. Разводим плату разделяя при этом силовые цепи от сигнальнах.
2. Запаиваем все компоненты и проверяем частоту на затворах силовых ключей (около 145кГц), а также смотрим крутизну фронтов.
3. Наматываем дросселя (18-20 витков, но один конец оставляем длинной около 10см).
4. Припаиваем один дроссель, включаем и проверяем выход +19В (подстраиваем с помощью R7-R11.).
5. Находим подходящую нагрузку и нагружаем ампера на 3.
6. Нехитрыми манипуляциями замеряем КПД (при стабильных нагрузке и входном напряжении можно ориентироваться на входной ток) и если оно в пределах 88-89% то всё в норме.
7. Выключаем и доматываем, если есть куда, витка три. Повторяем пункт 6 и делаем вывод что лучше.
Подобрав, таким образом, лучшее значение индуктивности для данной катушки её отпаиваем и проводим такие же манипуляции для другой, уравнивая их показания. Это необходимо для равномерного распределения нагрузки и потерь.
8. Запаиваем обе катушки и включаем, нагружаем, проверяем:
9. После того как мы убедились, что всё работает, настраиваем токоограничение. Делается это подачей максимальной выбранной нагрузки (выходной ток 8А,6А,5А:) и уменьшением номинала R3 до того момента пока не начнёт падать выходное напряжение. Это и будет порогом токоограничения. Если использован совсем короткий и низкоомный шунт, то возможен вариант, когда R3 выкорочен, а выходное напряжение не упало. Тогда необходимо увеличить номинал R4 в два-три раза и повторить настройку.

Тепловой режим
Хочется особо отметить, что основные потери и нагрев достаточно локализованы и ограничены диодами D1 и D2 и собственно потерями в меди катушек. При нагрузке в 6А(19В) происходит постепенный и уверенный подогрев диодов примерно до 40-50 градусов (планарный монтаж), поэтому, припаяв небольшие медные пластинки возле диодов можно немного улучшить их состояние с учётом того, что с увеличение их температуры, потери на них тоже увеличиваются (увеличивается обратный ток утечки, который на такой частоте и при таких токах и без того не мал), откуда и вытекают потери процентов КПД. Надеюсь синхронное выпрямление решит и эти вопросы.

На фото одна из сторон готовой платы. Несмотря на допустимые отклонения от рекомендуемых номиналов и способов изготовления этот экземпляр показал свою полную работоспособность при выходном токе 8А и выходном напряжении 19В. Так же на фото видно те самые пластинки возле одной из диодных сборок. Не удивляётесь что диодная сборка в D2PAC, а ключ в DPAC. При нагрузке менее 100 Вт ключ практически не греется, а той меди, к которой он припаян, вполне хватает для его охлаждения.

Итак, у нас получилось, что из одной материнской платы с 4х фазным питанием процессора и с применение SC1211 можно собрать два таких преобразователя, даже если во время наладочных работ спалить пару тройку ключей (на плате их минимум 12 штук, по 3 на каждую фазу), да и ещё останется целая куча других деталей. Раздобыть такие платы можно в ближайшем компьютерном сервисе за пару бутылок валерьянки, но автор предпочитает давать объявления о скупке нерабочего компьютерного барахла и их ему доставляют прямо домой по 1,5 — 2 у.е..
Что показывает технико-экономическое сравнение данного варианта? За пару у.е. купив плату и докупив две TL494, два кусочка текстолита 6х10см, два корпуса, две пары разъёмов и около 5м подходящего провода можно собрать за один день два преобразователя которые в ближайшем магазине продаются минимум за 30-35 у.е. каждый. И это притом, что общие затраты на два преобразователя, как правило, не превышают 6-8 у.е. Заработать или прилично сэкономить на этом можно и это для автора уже давно не вопрос. Но сделаете ли это Вы? Это остаётся вопросом.
На фото готовое устройство в корпусе от принтера HP с цепями сигнализации и масштабирующей

зажигалкой. Ради него автору пришлось ехать к одному из клиентов.
Надеюсь, что освятил все возможные вопросы.
Всем большое спасибо за то, что дочитали до конца.

Источник